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      基于低壓晶體管的高壓電流感應方案

      要長高

      描述

        由于專用集成電路的可用性,電流監測變得更加簡單。電流監測集成電路很容易獲得,并且在大多數情況下都表現出色,各種儀表放大器也是如此,因此使用分立器件構建電流監測器似乎是多余的,但是在某些情況下,使用分立元件的電路可能是最好的方法,尤其是如果可以使用現成的低壓部件。

        本設計理念中的電路源于需要監控伺服系統 +180/-180V 電源的兩個電源軌中的電流。圖 1顯示了用于監控負軌的電路的相關部分。監控正軌的電路將 npn 替換為 pnp 設備。使用廉價的雙晶體管和 1% 的電阻器來設置 Iref 以及 Re1 和 Re2 可獲得最佳結果。Rsenses 應為 0.1%,并具有足夠的功耗額定值。

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        圖 1用于監控負軌的電路

        該電路和所有使用該拓撲的電路的靈感來自電流鏡拓撲和概念,即 Rsense 中的變化電流以及 Rsense 兩端的電壓會改變 Re2 中的電流,因此 Rc1 兩端的電壓呈線性變化時尚。

        圖 1 的電路歸功于 Re1 和 Re2。使 Ireffairly 小而 Re2 和 Re1 非常大且值相等,相對于 Rsense 兩端的電壓,發射器處的電壓會增加。當負載在空載和滿載之間變化時,這又會減小輸出設備的 Vce 變化。

        因此,可以通過明智地選擇 Iref、Re1、Re2、Rc2 和 Rc1 來防止 Q2 被驅動到飽和狀態,并且不超過晶體管的最大工作電壓。請記住,hoe=I(集電極)/V A(早期電壓)意味著減少 Ical 的變化會減少 β 的變化,從而提高線性度。Rc 是 Rc1 和 Rc2 之和,因此 Rc1/Rc 比率決定了空載時 Vout-處的偏移。滿載時 Rsense 兩端產生的電壓決定了 Re2 和 Rc1 中電流的變化,因此決定了 Vout? 處的滿量程輸出。一旦確定了 Iref 的值,計算 Rc 和 Rd 兩端的所需空載電壓就很簡單了。通過使用發射極電阻器,可以顯著降低 Vce 變化對 Q2 β 的影響,并且對仿真數據的檢查表明,β 的變化對負載電流和輸出電壓之間的相關性影響相對較小。鑒于所獲得的結果,可能不需要使用類似于威爾遜電流鏡的配置。

        圖 2 和圖 3顯示了用于生成 Iref 的恒流源的替代解決方案。如果 Vss 穩定且無紋波,則可以省略恒流發生器,并且可以選擇 Rd 的值來提供 Iref。

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        圖 2恒流源產生 Iref 的另一種解決方案。

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        圖 3設置了 FET 偏置,以便在啟動時 Iref 不會導致 Vce 或 Vds 超過最大值。

        圖 4將Vout? 反相,消除偏移,將輸出縮放到所需范圍,并且可以過濾輸出以處理電源紋波或負載尖峰。如果使用帶有 ADC 的微控制器,該電路可以簡化為僅反轉 Vout-。

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        圖 4反相 Vout? 消除了偏移,將輸出縮放到所需范圍,并且可以過濾輸出以處理電源紋波或負載尖峰。

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      LTspice 用于生成以下曲線,以顯示電路的線性度、濾波效果以及電路運行期間的 Vce 和 Vds。負載電流從 0 安增加到 1 安,輸出電壓疊加在負載電流上。結果與實際電路性能相似。由于負載電流的短時間尖峰,濾波可防止跳閘。隔離可能不是必需的,但在設計高壓電路時應始終考慮。

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        圖 7有源器件上的電壓

        有關電流鏡和 Widlar 和 Wilson 電流源的一些背景信息,請參見:

        電子電路設計, Ch 7.3, Savant, Roden, Carpenter

        微電子電路和器件,第 8.3 章,霍倫斯坦

        電子原理,第 1 部分 Ch 5.3 和第 2 部分 Ch 11.5,Ian B Thomas

        Seagan Yi-O‘Kelly擁有工廠自動化和模擬設計方面的背景。

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